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    • 专利摘要:
    本發明公開了DC-DC變換電路的控制電路和控制方法。該控制電路包括誤差放大器，用於放大變換電路的輸出信號或其回饋信號與參考信號之間的誤差，並輸出誤差信號；至少一個斜坡信號產生器，用於產生至少一個斜坡信號；兩個比較器，其中第一比較器對誤差信號與至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行比較，並輸出第一比較信號；第二比較器對誤差信號與直流偏壓之和與至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行比較，並輸出第二比較信號；控制信號產生器，用於根據第一比較信號與第二比較信號，產生控制信號，以控制變換電路的開關電晶體的導通和關斷。根據本發明，解決傳統恆定導通時間變換電路的穩定性問題，並且使其動態回應性能得到進一步的改進。
    公开号:TW201315106A
    申请号:TW101129201
    申请日:2012-08-13
    公开日:2013-04-01
    发明作者:Qian Ouyang；Wei Yuan
    申请人:Monolithic Power Systems Inc；
    IPC主号:H02M3-00
    专利说明:
    直流至直流轉換電路的控制電路和控制方法
    本發明涉及電路領域。更具體地，本發明涉及直流到直流變換電路的控制電路和控制方法。
    恆定導通時間(COT)的直流到直流變換電路由於其優越的動態回應性能和簡單的內部結構，得到了很好的應用。
    傳統的恆定導通時間的變換電路需要滿足一定條件才能穩定工作，例如，要使該變換電路穩定工作，要求回饋漣波電壓必須足夠大，並且與電感電流同相。這一要求導致不能採用體積小價格低廉的陶瓷電容器作為輸出電容器，而需要採用價格相對昂貴的高分子有機半導體固體電容器作為輸出電容器。
    因此，本發明的目的就是提供一種直流到直流變換電路的控制方案，以解決傳統的恆定導通時間變換電路的穩定性問題，並且使動態回應性能得到進一步的改進。
    根據本發明的第一方面，提出了一種直流到直流變換電路的控制電路，包括：誤差放大器，用於放大所述變換電路的輸出信號或所述變換電路的輸出信號的回饋信號與一個參考信號之間的誤差，並輸出一個誤差信號；至少一個斜坡信號產生器，用於產生至少一個斜坡信號；兩個比較器，其中第一比較器對所述誤差信號與所述至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行比較，並輸出第一比較信號，第二比較器對所述誤差信號與一個直流偏壓之和與所述至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行比較，並輸出第二比較信號；以及控制信號產生器，用於根據所述第一比較信號與所述第二比較信號，產生一個控制信號，以控制所述變換電路的開關電晶體的導通和關斷。
    根據本發明的另一方面，提出了一種直流到直流變換電路的控制方法，包括步驟：放大所述變換電路的輸出信號或所述變換電路的輸出信號的回饋信號與一個參考信號之間的誤差，以得到一個誤差信號；產生至少一個斜坡信號；對所述誤差信號與所述至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行第一比較，以得到第一比較信號；對所述誤差信號與一個直流偏壓之和與所述至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行第二比較，以得到第二比較信號；以及根據所述第一比較信號與所述第二比較信號，產生一個控制信號，以控制所述變換電路的開關電晶體的導通和關斷。
    根據本發明，由於使用了誤差放大器，因此解決傳統的恆定導通時間變換電路的穩定性問題，並且在斜坡信號的下降速度和/或上升速度與相關參數有關的情況下，變換電路的動態回應性能得到進一步的改進。
    以下將結合附圖詳細描述本發明的具體實施方式。
    圖1示出了一個傳統的具有控制電路的恆定導通時間的直流變換電路50。
    如圖1所示，一個恆定時間計時器U1通過一個前饋電阻Rfeedforward接收電路50的輸入VIN，並且還接收電路50的輸出VOUT。串接在電路50的輸出VOUT和地之間的電阻R1和電阻R2組成一個回饋回路，用於從電路50的輸出VOUT得到一個回饋信號VFB(電阻R1和電阻R2之間的電壓)，該回饋信號VFB被輸送至比較器U2的反相輸入端(也可以直接將電路50的輸出VOUT輸送至比較器U2的反相輸入端，這樣就不需要回饋回路了)。比較器U2的同相輸入端接收參考信號VREF，並且比較器U2的輸出端連接至及閘U4的一個輸入端。及閘U4的輸出端連接至RS正反器U5的設定端S。RS正反器U5的重置端R接收恆定時間計時器電路U1的輸出，而其輸出Q一方面輸送至驅動器U6的輸入端，另一方面回饋恆定時間計時器U1和最小關斷時間電路U3。最小關斷時間電路U3接收RS正反器U5的輸出Q，並且其輸出連接到及閘U4的另一個輸入端。驅動器U6的兩個輸出信號分別用以驅動變換電路50的上開關電晶體M1和下開關電晶體M2(本說明書及其附圖中，部分地方為簡便表述，將兩者分別簡稱為上電晶體M1和下電晶體M2，它們可以是三極電晶體、MOS電晶體等裝置，串聯在變換電路50的輸入VIN與地之間)，也就是說，驅動器U6的兩個輸出信號分別連接到上電晶體M1和下電晶體M2的控制端。在上電晶體M1和下電晶體M2中間與地之間串聯連接輸出電感器L、阻抗器ESR、理想輸出電容器Co，其中ESR為理想輸出電容器CO的實際等效串聯阻抗器。在輸出電感器L和阻抗器ESR之間得到變換電路50的輸出VOUT。
    變換電路50工作時，當變換電路50的回饋信號VFB低於參考信號VREF時，比較器U2輸出為高，若此時最小關斷時間電路U3輸出也為高，則及閘U4將輸送一個高電位信號至RS正反器U5的S端，從而設定RS正反器U5，使其輸出Q為高。此高的輸出Q通過驅動器U6將變換電路50的上開關電晶體M1導通、下開關電晶體M2關斷，從而使變換電路50的輸出VOUT升高。當輸出VOUT升高至使得回饋信號VFB高於參考信號VREF時，比較器U2輸出為低，進而RS正反器U5的設定端S為低，其輸出Q保持原來的狀態。另外，高的輸出Q使恆定時間計時器U1開始計時。當恆定時間計時器U1計時達到預設值，例如達到N VIN/VOUT時，其輸出端O輸出一個高電位到RS正反器U5的R端，從而對RS正反器U5進行重置，使得RS正反器U5的輸出Q變低；此低的輸出Q通過驅動器U6將變換電路50的上開關電晶體M1關斷、下開關電晶體M2導通，使得變換電路50的輸出VOUT降低。同時此低的輸出Q被輸送至最小關斷時間電路U3，使U3輸出一個具有最小關斷時間持續時間的低電位信號至及閘U4，從而在這段最小關斷時間內無效及閘U4的另一個輸入，即此時不管比較器U2的輸出為高或者為低，及閘U4的輸出均為低。當變換電路50的輸出VOUT的回饋信號VFB又降低至低於VREF時，比較器U2輸出又為高，並且經過了最小關斷時間後，U3會輸出高電位信號至及閘U4，因此及閘U4輸出為高，進而設定RS正反器U5，變換電路50開始一個新週期。
    綜上所述，可知恆定時間計時器、最小關斷時間電路、及閘、RS正反器共同地組成了恆定導通時間信號產生器，而回饋回路、比較器、恆定導通時間信號產生器共同地組成了該變換電路的控制電路。
    本領域的技術人員可以意識到，這裏最小關斷時間電路U3的作用為避免由於雜訊干擾等其他原因，變換電路50在經過了一個恆定導通時間以後又立刻進入下一個恆定導通時間。
    當然，本領域的技術人員可以理解，可以不需要最小關斷時間電路U3。在沒有最小關斷時間電路U3的情況下，也不需要及閘U4。此時，比較器U2的輸出直接連接到RS正反器U5的S端。
    圖2示出了一個根據本發明的一個實施方式的具有控制電路的直流變換電路60。
    該變換電路60的控制電路與圖1所示的變換電路50的控制電路不同。
    更具體地，該變換電路60的控制電路包括了圖1所示的變換電路50的控制電路所不包括的誤差放大器EA和斜坡信號產生器RAMP。並且，比較器的數目也從1個變成了2個。另外，恆定導通時間信號產生器只包括RS正反器U5，並且因此產生的導通時間不再總是恆定的，為了清楚起見，在以下的描述中，將其稱為控制信號產生器。當然，本領域的技術人員可以意識到，可以採用其他的邏輯元件來代替RS正反器U5，以實現控制信號產生器的功能。
    更具體地，誤差放大器EA的反相輸入端接收回饋信號VFB，同相輸入端接收參考信號VREF，其輸出誤差信號Comp到加法器ADD的一個輸入端和第一比較器U21的同相輸入端，該加法器ADD的另一個輸入端接一個直流電壓源V提供的直流偏壓VW，而該加法器ADD輸出端連接到第二比較器U22的反相輸入端。第二比較器U22的同相輸入端和第一比較器U21的反相輸入端接收斜坡信號產生器RAMP產生的斜坡信號Vramp。也就是說，此時，第二比較器U22比較的是誤差信號和直流偏壓之和與斜坡信號的大小；第一比較器U21比較的是誤差信號與斜坡信號的大小。第一比較器U21的輸出端連接到RS正反器的設定端S端，而第二比較器U22的輸出端連接到RS正反器的重置端R端。RS正反器的輸出Q輸送至驅動器U6的輸入端。另外，如本領域的技術人員所知道的，誤差放大器EA有一個電阻REA，連接在它的反相輸入端與它的輸出端之間。
    在斜坡信號Vramp低於誤差信號Comp時，第一比較器U21輸出的第一比較信號發生轉變，從低電位變成高電位，因此，對RS正反器U5進行設定，使其輸出Q為高。此高的輸出Q通過驅動器U6將變換電路60的上開關電晶體M1導通、下開關電晶體M2關斷。
    在斜坡信號Vramp低於誤差信號Comp後，斜坡信號Vramp會慢慢地上升，其上升速度，也就是該斜坡信號Vramp的上升斜率與變換電路60的輸出VOUT成正比以及與變換電路60的輸入VIN成反比。當然，本領域的技術人員可以意識到，該斜坡信號Vramp的上升斜率也可以是與其他的有關參數相關。甚至該斜坡信號Vramp的上升斜率只與變換電路60的輸出VOUT成正比，而與變換電路60的輸入VIN無關。
    當隨著斜坡信號Vramp上升，變得高於誤差信號Comp時，第一比較器U21輸出的第一比較信號發生轉變，從高電位變成低電位，進而RS正反器U5的設定端S為低，其輸出Q保持原來的狀態，即還是高電位，並且因此變換電路60的上開關電晶體M1繼續導通、下開關電晶體M2繼續關斷。
    當隨著斜坡信號Vramp繼續上升，變得高於誤差信號Comp與直流偏壓VW之和時，第二比較器U22輸出的第二比較信號發生轉變，從低電位變成高電位，進而對RS正反器U5進行重置，從而使得RS正反器U5的輸出Q變低，此低的輸出Q通過驅動器U6將變換電路60的上開關電晶體M1關斷、下開關電晶體M2導通。
    在斜坡信號Vramp高於誤差信號Comp與直流偏壓VW之和後，斜坡信號Vramp會慢慢地下降，其下降速度，也就是該斜坡信號Vramp的下降斜率的絕對值，與誤差信號Comp的幅度成正比。
    當隨著斜坡信號Vramp下降，變得低於誤差信號Comp與直流偏壓VW之和時，第二比較器U22輸出的第二比較信號發生轉變，從高電位變成低電位，進而RS正反器U5的重置端R為低，其輸出Q保持原來的狀態，即還是低電位，並且因此變換電路60的上開關電晶體M1繼續關斷、下開關電晶體M2繼續導通。
    當隨著斜坡信號Vramp繼續下降，又低於誤差信號Comp時，第一比較器U21輸出的第一比較信號又發生轉變，又從低電位變成高電位，因此，又對RS正反器U5進行設定，又使其輸出Q為高。此高的輸出Q通過驅動器U6又將變換電路60的上開關電晶體M1導通、下開關電晶體M2關斷，從而開始一個新的週期。
    從上述描述中可知，控制信號產生器產生的控制信號的導通時間TON=VW/RUP，其中RUP為斜坡信號Vramp的上升斜率，如前所述，斜坡信號Vramp的上升斜率與變換電路60的輸出VOUT成正比而與其輸入VIN成反比，因此，導通時間TON應該與VOUT成反比而與VIN成正比。並且，控制信號產生器產生的控制信號的關閉時間TOFF=VW/RDOWN，其中RDOWN為斜坡信號Vramp的下降斜率的絕對值，如前所述，斜坡信號Vramp的下降斜率的絕對值與誤差信號的幅度成正比，因此，關閉時間TOFF應該與誤差信號的幅度成反比，誤差信號的幅度越大，關閉時間TOFF越短。
    更具體地，圖3示意性地示出了斜坡信號產生器RAMP的電路圖，圖4相應地示出了斜坡信號Vramp的波形。
    如圖3所示，斜坡信號產生器RAMP包括：第一電流源I1、第一開關SW1、第一電容器C1、第二開關SW2、第二電流源I2。其中第一電流源11的流入端接地，流出端連接到第一開關SW1的第一端。第一開關SW1的第二端連接到第二開關SW2的第一端，並且第一開關SW1的控制端連接到第一開關控制信號產生器，在斜坡信號Vramp低於誤差信號時，該第一開關控制信號產生器一個使第一開關SW1閉合一段時間，直到該斜坡信號高於誤差信號與直流偏壓之和的信號。例如，第一開關SW1的控制端可以連接到上述RS正反器的輸出端Q，在輸出端Q為高電位的情況下，第一開關SW1閉合，以及在輸出端Q為低電位的情況下，第一開關SW1斷開。第二開關SW2的第二端連接到第二電流源I2的流入端，並且第二開關SW2的控制端連接到第二開關控制信號產生器，在斜坡信號高於誤差信號和直流偏壓之和時，該第二開關控制信號產生器產生一個使第二開關SW2閉合一段時間，直到斜坡信號低於誤差信號的信號。例如，第二開關SW1的控制端可以連接到上述RS正反器的輸出端Q的非，在輸出端Q為低電位的情況下，第二開關SW2閉合，以及在輸出端Q為高電位的情況下，第二開關SW2斷開。第二電流源I2的輸出端接地。第一電容器C1的兩端分別連接到第一開關SW1的第二端與第二開關SW2的第一端的連接點與地之間。並且上述第一開關SW1的第二端與第二開關SW2的第一端的連接點，也就是第一電容器C1的非接地端，為該斜坡信號產生器RAMP的輸出端，在此處輸出斜坡信號Vramp，其中，第一電流源I1的輸出電流與變換電路60的輸出VOUT成正比以及與變換電路60的輸入VIN成反比，而第二電流源I2的輸入電流與誤差信號Comp的幅度成正比。
    當斜坡信號Vramp下降到低於誤差信號Comp時，如前所述，RS正反器的輸出端Q輸出高電位，輸出端Q的非輸出低電位，第一開關SW1閉合，第二開關SW2斷開，此時，第一電流源I1開始給第一電容器C1充電，充電斜率為i1/c1，其中i1為第一電流源I1的輸出電流，而c1為第一電容器C的電容值。隨著充電的進行，第一電容器C1兩端的電壓，即斜坡信號Vramp逐漸上升，其上升速度，也就是上升斜率，與充電斜率i1/c1成正比。
    由於第一電流源I1的輸出電流與變換電路60的輸出VOUT成正比以及與變換電路60的輸入VIN成反比，從而斜坡信號Vramp的上升速度也與變換電路60的輸出VOUT成正比以及與變換電路60的輸入VIN成反比。
    當斜坡信號Vramp上升到高於誤差信號Comp與直流偏壓VW之和時，如前所述，RS正反器的輸出端Q輸出低電位，輸出端Q的非輸出高電位，第一開關SW1斷開，第二開關SW2閉合，此時，第二電流源I2開始給第一電容器C1放電，放電斜率為i2/c1，其中i2為第二電流源I2的輸出電流，而c1為第一電容器C1的電容值。隨著放電的進行，第一電容器C1兩端的電壓，即斜坡信號Vramp逐漸下降，其下降速度，也就是下降斜率的絕對值，與放電斜率i2/c1成正比。
    由於第二電流源I2的輸出電流i2正比於誤差信號Comp的幅度，從而斜坡信號Vramp的下降速度也是與誤差信號Comp的幅度成正比。
    如圖4所示，斜坡信號Vramp在誤差信號Comp與誤差信號Comp和直流偏壓VW之和之間變化，一旦其幅度從誤差信號Comp和直流偏壓VW之和開始逐漸地下降到低於誤差信號Comp，其幅度開始逐漸地上升，一旦其幅度逐漸地上升到高於誤差信號Comp和直流電壓VW之和，其幅度又開始逐漸地下降。
    如前所述，斜坡信號Vramp的下降速度與誤差信號的幅度成正比，誤差信號幅度越大，斜坡信號Vramp下降越快，越早地達到比誤差信號Comp小的情形，從而更快地使控制信號產生器產生一個導通時間，更快地使上開關電晶體M1導通，下開關電晶體M2關斷，從而更快地使回饋信號VFB增大，並接近於參考信號VREF。
    又如前所述，斜坡信號Vramp的上升速度與變換電路60的輸出VOUT成正比以及與變換電路60的輸入VIN成反比。當輸出VOUT持續降低，誤差信號Comp持續變大時，Vramp的上升速度也持續變慢，越慢地達到比誤差信號Comp與直流偏置電壓VW之和大的情形，從而更慢地使控制信號產生器產生的導通時間結束，更長時間地使上開關管M1導通，下開關管M2關斷，從而更快地使回饋信號VFB增大，並接近於參考信號VREF。
    圖5示意性地示出了斜坡信號Vramp的上升速度與下降速度的改變與控制信號產生器產生導通時間的速度以及導通時間的持續時間之間的關係。其中，圖5中上面那個圖示出了斜坡信號Vramp的上升速度與下降速度的改變，下面那個圖示出了控制信號產生器產生導通時間的速度以及導通時間的持續時間。可以明顯地看出，誤差信號Comp越大，斜坡信號Vramp下降的越快，控制信號產生器產生導通時間的速度也越快，斜坡信號Vramp上升的越慢，導通時間的持續時間也越長。
    這也說明瞭根據本發明的變換電路的動態響應性能非常良好。當有負載接上變換電路增大時，變換電路的輸出VOUT會下降很多，從而導致回饋信號VFB也會下降很多，從而導致大的誤差信號幅度，而大的誤差信號幅度會使控制信號產生器加快產生導通時間，也就是說，加快上開關電晶體導通的頻率，輸出更多的能量，使得變換電路輸出VOUT盡快地穩定。另外，變換電路輸出VOUT的下降也導致控制信號產生器產生持續時間更長的導通時間，也就是說，增加上開關電晶體導通的時間，輸出更多的能量，使得變換電路輸出VOUT儘快地穩定。
    另外，由於在本發明中，採用了誤差放大器，因此解決了傳統的恆定導通時間變換電路的穩定性問題。
    圖6示出了一個根據本發明的另一個實施方式的具有控制電路的直流變換電路70。
    該變換電路70的控制電路與圖2所示的變換電路60的控制電路不同在於，該變換電路70的控制電路用兩個部分斜坡信號產生器RAMP1和RAMP2來代替圖2所示的變換電路60的控制電路的斜坡信號產生器RAMP。
    其中第一部分斜坡信號產生器RAMP1產生的第一部分斜坡信號Vramp1輸入到第一比較器U21的反相輸入端，第二部分斜坡信號產生器RAMP2產生的第二部分斜坡信號Vramp2輸入到第二比較器U22的同相輸入端。
    在第一部分斜坡信號Vramp1低於誤差信號Comp時，第一比較器U21輸出的第一比較信號發生轉變，從低電位變成高電位，因此，對RS正反器U5進行設定，使其輸出Q為高。此高的輸出Q通過驅動器U6將變換電路70的上開關電晶體M1導通、下開關電晶體M2關斷。
    在第一部分斜坡信號Vramp1低於誤差信號Comp後，第一部分斜坡信號Vramp1被拉伸為具有誤差信號與直流偏壓VW之和的幅度，然後會慢慢地下降，其下降速度與誤差信號Comp的幅度成正比。
    隨著第一部分斜坡信號Vramp1被拉伸，其變得高於誤差信號Comp，第一比較器U21輸出的第一比較信號發生轉變，從高電位變成低電位，進而RS正反器U5的設定端S為低，其輸出Q保持原來的狀態，即還是高電位，並且因此變換電路70的上開關電晶體M1繼續導通、下開關電晶體M2繼續關斷。
    在第一部分斜坡信號Vramp1上升到誤差信號與直流偏壓VW之和的幅度的同時，第二部分斜坡信號Vramp2從誤差信號Comp開始慢慢地上升。當隨著第二部分斜坡信號Vramp2上升，變得高於誤差信號Comp與直流電壓VW之和時，第二比較器U22輸出的第二比較信號發生轉變，從低電位變成高電位，進而對RS正反器U5進行重置，從而使得RS正反器U5的輸出Q變低，此低的輸出Q通過驅動器U6將變換電路70的上開關電晶體M1關斷、下開關電晶體M2導通。
    在第二部分斜坡信號Vramp2高於誤差信號Comp與直流偏壓VW之和後，第二部分斜坡信號Vramp2被拉低到誤差信號Comp，直到下一次第一部分斜坡信號Vramp1被拉伸到具有誤差信號Comp與直流偏壓VW之和的幅度時，才繼續慢慢地上升。第二部分斜坡信號Vramp2的上升速度與變換電路70的輸出VOUT成正比以及與變換電路70的輸入VIN成反比。
    當第二部分斜坡信號Vramp2被拉低，變得低於誤差信號Comp與直流偏壓VW之和時，第二比較器U22輸出的第二比較信號發生轉變，從高電位變成低電位，進而RS正反器U5的重置端R為低，其輸出Q保持原來的狀態，即還是低電位，並且因此變換電路70的上開關電晶體M1繼續關斷、下開關電晶體M2繼續導通。
    當隨著第一部分斜坡信號Vramp1繼續下降，又低於誤差信號Comp時，第一比較器U21輸出的第一比較信號又發生轉變，又從低電位變成高電位，因此，又對RS正反器U5進行設定，又使其輸出Q為高。此高的輸出Q通過驅動器U6又將變換電路70的上開關電晶體M1導通、下開關電晶體M2關斷，從而開始一個新的週期。
    圖7A和圖7B分別示意性地示出了第一部分斜坡信號產生器RAMP1和第二部分斜坡信號產生器RAMP2的電路圖，圖8A和圖8B分別相應地示出了第一部分斜坡信號Vramp1和第二部分斜坡信號Vramp2的波形。
    如圖7A所示，第一部分斜坡信號產生器RAMP1包括：直流電壓源V、加法器ADD、第三開關SW3、第二電容器C2、第三電流源I3。
    其中加法器ADD的輸入端連接到誤差放大器EA的輸出端與提供直流偏壓VW的直流電壓源V的正極端，輸出端連接到第三開關SW3的第一端。第三開關SW3的第二端連接到第三電流源I3的流入端。直流電壓源V的負極端和第三電流源I3的流出端接地。第二電容器C2的兩端分別連接在第三開關SW3的第二端與地之間。第三開關SW3的控制端連接到第三開關控制信號產生器，在第一部分斜坡信號低於誤差信號時，該第三開關控制信號產生器產生一個使第三開關SW3閉合一段時間的信號，不過該使第三開關SW3閉合的信號的持續時間很短，例如大約30奈秒。例如，該第三開關控制信號產生器可以類似於上面描述的恆定導通時間信號產生器，不過導通時間很短，例如大約30奈秒。並且第三開關SW3的第二端，也就是第二電容器C2的非接地端，為第一部分斜坡信號產生器RAMP1的輸出端，在此處輸出第一部分斜坡信號Vramp1，其中第三電流源I3的輸出電流正比於誤差信號Comp的幅度。
    當第一部分斜坡信號Vramp1下降到低於誤差信號Comp時，第三開關SW3在控制端輸入的第三開關控制信號的控制下閉合，從而第一部分斜坡信號Vramp1被立刻拉伸為具有加法器ADD輸出的信號的幅度，即第一部分斜坡信號Vramp1被拉伸到具有誤差信號Comp與直流電壓源V的電壓值VW之和的幅度。也就是說，在第三開關SW3閉合期間，第二電容器C2兩端的電壓被立刻拉伸為誤差信號Comp與直流電壓源V的電壓值VW之和。
    在控制端輸入的第三開關控制信號的控制下，在保持閉合一段時間之後，例如30ns之後，第三開關SW3斷開，此時第三電流源I3開始給第二電容器C2放電，放電速度，也就是放電斜率為i3/c2，其中i3為第三電流源I3的輸出電流，而c2為第二電容器C2的電容值。隨著放電的進行，第二電容器C2兩端的電壓，即第一部分斜坡信號Vramp1也逐漸下降，其下降速度與放電速度i3/c2成正比。
    由於第三電流源I3的輸出電流正比於誤差信號的幅度，從而第一部分斜坡信號Vramp1的下降速度也是與誤差信號的幅度成正比。
    如圖7B所示，第二部分斜坡信號產生器RAMP2包括：第四電流源I4、第四開關SW4、第五開關SW5以及第三電容器C3。
    其中，第四電流源I4的輸出端連接到第五開關SW的第一端、第四開關SW4的第一端以及第三電容器C3的第一端，並且該端也是該第二部分斜坡信號產生器RAMP2的輸出端，在此處輸出第二部分斜坡信號Vramp2。第四電流源I4的輸入端、第四開關的第二端以及第三電容器C3的第二端接地。第五開關的第二端接收誤差信號Comp。第四開關SW4和第五開關SW5的控制端連接到第四開關控制信號產生器，在第二部分斜坡信號Vramp2高於誤差信號Comp和直流偏壓VW之和時，該第四開關控制信號產生器產生一個使所述第四開關SW4和第五開關SW5閉合一段時間，直到第一部分斜坡信號Vramp1低於誤差信號Comp的信號。例如，第四開關SW4和第五開關SW5的控制端可以連接到上述RS正反器的輸出端Q的非，在輸出端Q為低電位的情況下，第四開關SW4和第五開關SW5閉合，以及在輸出端Q為高電位的情況下，第四開關SW4和第五開關SW5斷開。其中第四電流源I4的輸出電流與變換電路70的輸出VOUT成正比以及與變換電路70的輸入VIN成反比。
    在RS正反器輸出端Q為高電位的情況下，第四開關SW4和第五開關SW5斷開，此時，第四電流源I4開始給第三電容器C3充電，充電速度為i4/c3，其中i4為第四電流源I4的輸出電流，而c3為第三電容器C3的電容值。隨著充電的進行，第三電容器C3兩端的電壓，即第二部分斜坡信號Vramp2逐漸上升，其上升速度與充電速度i4/c3成正比。
    由於第四電流源I4的輸出電流與變換電路70的輸出VOUT成正比以及與變換電路70的輸入VIN成反比，從而第二部分斜坡信號Vramp2的上升速度也與變換電路70的輸出VOUT成正比以及與變換電路70的輸入VIN成反比。
    當第二部分斜坡信號Vramp2上升到高於誤差信號Comp與直流偏壓VW之和時，如前所述，第二比較器U22輸出一個高電位，RS正反器被設定，即RS正反器的輸出端Q輸出低電位，從而第四開關SW4和第五開關SW5閉合，第三電容器C3兩端的電壓，即第二部分斜坡信號Vramp2被拉低到只有誤差信號Comp幅度的大小。只有當RS正反器的輸出端Q再次輸出高電位，也就是當第一部分斜坡信號Vramp1再次降低到低於誤差信號Comp，使得第一比較器U21輸出一個高電位信號時，第四開關SW4和第五開關SW5再次斷開，第二部分斜坡信號Vramp2再次從誤差信號Comp逐漸上升。
    如圖8A所示，第一部分斜坡信號Vramp1的幅度從誤差信號Comp和直流偏壓VW之和開始逐漸地下降，一旦其幅度下降到低於誤差信號Comp，其幅度被拉伸到誤差信號Comp和直流偏壓VW之和，並且其幅度又開始逐漸地下降，其中第一部分斜坡信號Vramp1的下降速度與誤差信號Comp的幅度成正比。
    如圖8B所示，第二部分斜坡信號Vramp2的幅度從誤差信號Comp開始逐漸地上升，一旦其幅度上升到高於誤差信號Comp和直流偏壓VW之和，其幅度被拉低到誤差信號Comp，並且維持於該誤差信號Comp，直到第一部分斜坡信號Vramp1逐漸地下降到低於誤差信號Comp時，其幅度又開始逐漸地上升，其中第二部分斜坡信號Vramp2的上升速度與變換電路70的輸出VOUT成正比以及與變換電路70的輸入VIN成反比。
    與圖2中所示的變換電路60相比，圖6中所示的變換電路70能夠取得更好的動態響應性能。在第一部分斜坡信號Vramp1的下降速度與斜坡信號Vramp的下降部分的下降速度相同，以及第二部分斜坡信號Vramp2的上升速度與斜坡信號Vramp的上升部分的上升速度相同的情況下，相比於變換電路60，變換電路70中上開關電晶體M1斷開、下開關電晶體M2導通的持續時間更短。也就是說，相比於變換電路60，變換電路70能夠更快地使上開關電晶體M1導通，下開關電晶體M2關斷，從而更快地使回饋信號VFB增大，並接近於參考信號VREF。變換電路70能夠取得這一優勢的原因在於，在第二部分斜坡信號Vramp2從誤差信號Comp開始上升的同時，第一部分斜坡信號Vramp1已經開始從誤差信號Comp與直流偏壓VW之和下降。即，關閉時間TOFF從變換電路60的VW/RDOWN變成了變換電路70的VW/RDOWN-VW/RUP，減少了VW/RUP。
    圖9示出了根據本發明的一個實施方式的控制直流到直流變換電路的方法的流程圖。
    如圖9所示，方法900包括步驟S910，放大所述變換電路的輸出信號或所述變換電路的輸出信號的回饋信號與一個參考信號之間的誤差，以得到一個誤差信號；步驟S920產生至少一個斜坡信號；步驟S930，對所述誤差信號與所述至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行第一比較，以得到第一比較信號；步驟S940，對所述誤差信號與一個直流偏壓之和與所述至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行第二比較，以得到第二比較信號；以及步驟S950根據所述第一比較信號與所述第二比較信號，產生一個控制信號，以控制所述變換電路的開關電晶體的導通和關斷。
    其中，開關電晶體包括上開關電晶體和下開關電晶體，在第一比較中至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號低於誤差信號時，第一比較信號發生轉變，使得控制信號產生一個導通時間，其中在導通時間期間，上開關電晶體導通，下開關電晶體關斷；在第二比較中至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號高於誤差信號與一個直流偏壓之和時，第二比較信號發生轉變，使得控制信號產生一個關閉時間，其中在關閉時間期間，上開關電晶體關斷，下開關電晶體導通。
    其中，第一比較所使用的至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號與第二比較所使用的至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號是相同的斜坡信號。
    其中，第一比較和第二比較中使用的相同的斜坡信號具有如下特徵：在誤差信號與誤差信號和直流偏壓之和之間變化，一旦其幅度從誤差信號和直流偏壓之和開始逐漸地下降到低於誤差信號，其幅度開始逐漸地上升，一旦其幅度逐漸地上升到高於誤差信號和直流偏壓之和，其幅度又開始逐漸地下降，其中下降速度與誤差信號的幅度成正比，上升速度與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比。
    其中，第一比較所使用的至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號與第二比較所使用的至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號是不同的第一部分斜坡信號和第二部分斜坡信號。
    其中，第一比較中使用的第一部分斜坡信號具有特徵：其幅度從誤差信號和直流偏壓之和開始逐漸地下降，一旦其幅度下降到低於誤差信號，其幅度被拉伸到誤差信號和直流偏壓之和，並且其幅度又開始逐漸地下降，其中第一部分斜坡信號的下降速度與誤差信號的幅度成正比；第二比較中使用的第二部分斜坡信號具有特徵：其幅度從誤差信號開始逐漸地上升，一旦其幅度上升到高於誤差信號和直流偏壓之和，其幅度被拉低到誤差信號，並且維持於該誤差信號，直到第一部分斜坡信號逐漸地下降到低於誤差信號時，其幅度又開始逐漸地上升，其中第二部分斜坡信號的上升速度與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比。
    應當注意，為了使本發明更容易理解，上面的描述省略了對於本領域的技術人員來說是公知的、並且對於本發明的實現可能是必需的更具體的一些技術細節。
    本領域的技術人員還應當理解，本發明不限於上面所描述的步驟，本發明也包括對上面所描述的步驟進行的組合、順序變換等。本發明的最終範圍由所附的權利要求限定。
    因此，選擇並描述實施方式是為了更好地解釋本發明的原理及其實際應用，並使本領域普通技術人員明白，在不脫離本發明實質的前提下，所有修改和變更均落入由權利要求所限定的本發明的保護範圍之內。
    50‧‧‧直流變換電路
    U1‧‧‧恆定時間計時器
    R1,R2‧‧‧電阻
    U2‧‧‧比較器
    U4‧‧‧及閘
    U5‧‧‧RS正反器
    U3‧‧‧最小關斷時間電路
    U6‧‧‧驅動器
    M1‧‧‧上電晶體
    M2‧‧‧下電晶體
    L‧‧‧輸出電感器
    ESR‧‧‧阻抗器
    CO‧‧‧輸出電容器
    60‧‧‧變換電路
    EA‧‧‧誤差放大器
    ADD‧‧‧加法器
    U21‧‧‧第一比較器
    U22‧‧‧第二比較器
    RAMP‧‧‧斜坡信號產生器
    SW1‧‧‧第一開關
    SW2‧‧‧第二開關
    C1‧‧‧第一電容器
    RAMP1‧‧‧第一部分斜坡信號產生器
    RAMP2‧‧‧第二部分斜坡信號產生器
    SW3‧‧‧第三開關
    C2‧‧‧第二電容器
    SW4‧‧‧第四開關
    SW5‧‧‧第五開關
    C3‧‧‧第三電容器
    70‧‧‧變換電路
    通過以下結合附圖的說明，並且隨著對本發明的更全面瞭解，本發明的其他目的和效果將變得更加清楚和易於理解，其中：圖1示出了一個傳統的具有控制電路的恆定導通時間的直流變換電路50；圖2示出了一個根據本發明的一個實施方式的具有控制電路的直流變換電路60；圖3示意性地示出了斜坡信號產生器RAMP的電路圖；圖4相應地示出了斜坡信號Vramp的波形；圖5示意性地示出了斜坡信號Vramp的上升速度與下降速度的改變與控制信號產生器產生導通時間的速度以及導通時間的持續時間之間的關係；圖6示出了一個根據本發明的另一個實施方式的具有控制電路的直流變換電路70；圖7A和圖7B分別示意性地示出了第一部分斜坡信號產生器RAMP1和第二部分斜坡信號產生器RAMP2的電路圖；圖8A和圖8B分別相應地示出了第一部分斜坡信號Vramp1和第二部分斜坡信號Vramp2的波形；圖9示出了根據本發明的一個實施方式的控制直流到直流變換電路的方法的流程圖。
    在所有的上述附圖中，相同的元件符號表示具有相同、相似或相應的特徵或功能。
    权利要求:
    Claims (15)
    [1] 一種直流到直流變換電路的控制電路，包括：誤差放大器，用於放大該變換電路的輸出信號或該變換電路的輸出信號的回饋信號與一個參考信號之間的誤差，並輸出一個誤差信號；至少一個斜坡信號產生器，用於產生至少一個斜坡信號；兩個比較器，其中第一比較器對該誤差信號與該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行比較，並輸出第一比較信號，第二比較器對該誤差信號與一個直流偏壓之和與該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行比較，並輸出第二比較信號；以及控制信號產生器，用於根據該第一比較信號與該第二比較信號，產生一個控制信號，以控制該變換電路的開關電晶體的導通和關斷。
    [2] 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中該開關電晶體包括上開關電晶體和下開關電晶體，在該第一比較器比較的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號低於該誤差信號時，該第一比較器輸出的第一比較信號發生轉變，使得該控制信號產生器產生一個導通時間，其中在該導通時間期間，該上開關電晶體導通，該下開關電晶體關斷；在該第二比較器比較的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號高於該誤差信號與一個直流偏壓之和時，該第二比較器輸出的第二比較信號發生轉變，使得該控制信號產生器產生一個關閉時間，其中在該關閉時間期間，該上開關電晶體關斷，該下開關電晶體導通。
    [3] 根據申請專利範圍第2項所述的控制電路，其中該控制信號產生器是一個RS正反器，其S端接收該第一比較器輸出的第一比較信號，其R端接收該第二比較器輸出的第二比較信號，其輸出端Q的輸出控制該上開關電晶體和下開關電晶體的導通和關斷。
    [4] 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中第一比較器比較的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號與第二比較器比較的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號是來自同一個斜坡信號產生器的相同的斜坡信號。
    [5] 根據申請專利範圍第4項所述的控制電路，其中第一比較器和第二比較器接收的來自同一個斜坡信號產生器的相同的斜坡信號具有如下特徵：在誤差信號與誤差信號和直流偏壓之和之間變化，一旦其幅度從誤差信號和直流偏壓之和開始逐漸地下降到低於誤差信號，其幅度開始逐漸地上升，一旦其幅度逐漸地上升到高於誤差信號和直流偏壓之和，其幅度又開始逐漸地下降，其中下降速度與誤差信號的幅度成正比，上升速度與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比。
    [6] 根據申請專利範圍第5項所述的控制電路，其中同時向第一比較器和第二比較器提供相同的斜坡信號的斜坡信號產生器包括第一電流源、第一開關、第一電容器、第二開關、第二電流源，其中第一電流源的流入端接地，流出端連接到第一開關的第一端，第一開關的第二端連接到第二開關的第一端，第一開關的控制端連接到第一開關控制信號產生器，在該斜坡信號低於該誤差信號時，該第一開關控制信號產生器產生一個使該第一開關閉合一段時間，直到該斜坡信號高於誤差信號和直流偏壓之和的信號，第二開關的第二端連接到第二電流源的流入端，並且第二開關的控制端連接到第二開關控制信號產生器，在該斜坡信號高於誤差信號和直流偏壓之和時，該第二開關控制信號產生器產生一個使該第二開關閉合一段時間，直到該斜坡信號低於該誤差信號的信號，第二電流源的輸出端接地，第一電容器的兩端分別連接到第一開關的第二端與第二開關的第一端的連接點與地之間，第一電容器的非接地端為該斜坡信號產生器的輸出端，其中，第一電流源的輸出電流與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比，而第二電流源的輸入電流與誤差信號的幅度成正比。
    [7] 根據申請專利範圍第1項所述的控制電路，其中第一比較器比較的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號與第二比較器比較的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號是來自第一部分斜坡信號產生器和第二部分斜坡信號產生器的不同的第一部分斜坡信號和第二部分斜坡信號。
    [8] 根據申請專利範圍第7項所述的控制電路，其中第一比較器比較的來自第一部分斜坡信號產生器的第一部分斜坡信號具有特徵：其幅度從誤差信號和直流偏壓之和開始逐漸地下降，一旦其幅度下降到低於誤差信號，其幅度被拉伸到誤差信號和直流偏壓之和，並且其幅度又開始逐漸地下降，其中該第一部分斜坡信號的下降速度與該誤差信號的幅度成正比；其中第二比較器比較的來自第二部分斜坡信號產生器的第二部分斜坡信號具有特徵：其幅度從誤差信號開始逐漸地上升，一旦其幅度上升到高於誤差信號和直流偏壓之和，其幅度被拉低到誤差信號，並且維持於該誤差信號，直到該第一部分斜坡信號逐漸地下降到低於誤差信號時，其幅度又開始逐漸地上升，其中該第二部分斜坡信號的上升速度與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比。
    [9] 根據申請專利範圍第8項所述的控制電路，其中該第一部分斜坡信號產生器包括直流電壓源、加法器、第三開關、第二電容器、第三電流源，其中加法器的輸入端連接到誤差放大器的輸出端和提供該直流偏壓的直流電壓源的正極端，輸出端連接到第三開關的第一端，第三開關的第二端連接到第三電流源的流入端，直流電壓源的負極端和第三電流源的流出端接地，第二電容器的兩端分別連接在第三開關的第二端與地之間，第三開關的控制端連接到第三開關控制信號產生器，在該第一部分斜坡信號低於該誤差信號時，該第三開關控制信號產生器產生一個使該第三開關閉合一段時間的信號，並且第三開關的第二端，也就是第二電容器的非接地端，為第一部分斜坡信號產生器的輸出端，在此處輸出第一部分斜坡信號，其中第三電流源的輸出電流正比於誤差信號的幅度；其中該第二部分斜坡信號產生器包括第四電流源、第四開關、第五開關以及第三電容器，其中第四電流源的輸出端連接到第五開關的第一端、第四開關的第一端以及第三電容器的第一端，並且該端也是該第二部分斜坡信號產生器的輸出端，在此處輸出第二部分斜坡信號，第四電流源的輸入端、第四開關的第二端以及第三電容器的第二端接地，第五開關的第二端接收誤差信號，第四開關和第四開關和第五開關的控制端連接到第四開關控制信號產生器，在該第二部分斜坡信號高於誤差信號和直流偏壓之和時，該第四開關控制信號產生器產生一個使該第四和第五開關閉合一段時間，直到該第一部分斜坡信號低於該誤差信號的信號，其中第四電流源的輸出電流與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比。
    [10] 一種直流到直流變換電路的控制方法，包括步驟：放大該變換電路的輸出信號或該變換電路的輸出信號的回饋信號與一個參考信號之間的誤差，以得到一個誤差信號；產生至少一個斜坡信號；對該誤差信號與該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行第一比較，以得到第一比較信號；對該誤差信號與一個直流偏壓之和與該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號進行第二比較，以得到第二比較信號；以及根據該第一比較信號與該第二比較信號，產生一個控制信號，以控制該變換電路的開關電晶體的導通和關斷。
    [11] 根據申請專利範圍第10項所述的方法，其中該開關電晶體包括上開關電晶體和下開關電晶體，在該第一比較中該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號低於該誤差信號時，該第一比較信號發生轉變，使得該控制信號產生一個導通時間，其中在該導通時間期間，該上開關電晶體導通，該下開關電晶體關斷；在該第二比較中該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號高於該誤差信號與一個直流偏壓之和時，該第二比較信號發生轉變，使得該控制信號產生一個關閉時間，其中在該關閉時間期間，該上開關電晶體關斷，該下開關電晶體導通。
    [12] 根據申請專利範圍第10項所述的方法，其中第一比較所使用的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號與第二比較所使用的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號是相同的斜坡信號。
    [13] 根據申請專利範圍第12項所述的方法，其中第一比較和第二比較中使用的相同的斜坡信號具有如下特徵：在誤差信號與誤差信號和直流偏壓之和之間變化，一旦其幅度從誤差信號和直流偏壓之和開始逐漸地下降到低於誤差信號，其幅度開始逐漸地上升，一旦其幅度逐漸地上升到高於誤差信號和直流偏壓之和，其幅度又開始逐漸地下降，其中下降速度與誤差信號的幅度成正比，上升速度與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比。
    [14] 根據申請專利範圍第10項所述的方法，其中第一比較所使用的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號與第二比較所使用的該至少一個斜坡信號中的一個斜坡信號是不同的第一部分斜坡信號和第二部分斜坡信號。
    [15] 根據申請專利範圍第14項所述的方法，其中第一比較中使用的第一部分斜坡信號具有特徵：其幅度從誤差信號和直流偏壓之和開始逐漸地下降，一旦其幅度下降到低於誤差信號，其幅度被拉伸到誤差信號和直流偏壓之和，並且其幅度又開始逐漸地下降，其中該第一部分斜坡信號的下降速度與該誤差信號的幅度成正比；其中第二比較中使用的第二部分斜坡信號具有特徵：其幅度從誤差信號開始逐漸地上升，一旦其幅度上升到高於誤差信號和直流偏壓之和，其幅度被拉低到誤差信號，並且維持於該誤差信號，直到該第一部分斜坡信號逐漸地下降到低於誤差信號時，其幅度又開始逐漸地上升，其中該第二部分斜坡信號的上升速度與變換電路的輸出成正比以及與變換電路的輸入成反比。
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    CN102377342B|2015-08-26|
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    US7471133B1|2006-07-21|2008-12-30|Intersil Americas Inc.|Modulator circuit with linear and non-linear control|
    US7800352B2|2007-05-16|2010-09-21|Intersil Americas Inc.|Controller having comp node voltage shift cancellation for improved discontinuous conduction mode regulator performance and related methods|
    US7626372B2|2007-10-04|2009-12-01|System General Corporation|Control circuit for multi-phase, multi-channels PFC converter with variable switching frequency|
    US7764054B1|2008-05-21|2010-07-27|Fairchild Semiconductor Corporation|Voltage regulator with current-mode dual-edge width modulation and non-linear control|
    CN101599694B|2008-06-03|2013-02-20|杭州茂力半导体技术有限公司|双边调制型脉宽调制控制器及其方法|
    CN101364770A|2008-10-08|2009-02-11|复旦大学|一种单片集成的高频降压型直流-直流转换器|
    US8076913B2|2008-12-22|2011-12-13|Mediatek Inc.|Voltage converters and voltage generating methods for generating output voltage signals according to a pulse width modulation signal|
    US8421432B2|2009-09-17|2013-04-16|Linear Technology Corporation|DC/DC converter having a fast and accurate average current limit|
    TWI388113B|2010-02-04|2013-03-01|Richtek Technology Corp|減輕相電流之拍頻振盪的多相交錯式電壓調節器|
    CN102315773B|2010-07-02|2014-02-12|成都芯源系统有限公司|一种开关变换器的装置和方法|
    US9124177B2|2010-08-10|2015-09-01|Texas Instruments Incorporated|Systems and methods of smooth light load operation in a DC/DC converter|
    US8269423B2|2010-09-10|2012-09-18|Monolithic Power Systems, Inc.|LED drivers with adaptive hysteretic control circuits and associated methods of operation|
    EP2466740B1|2010-12-14|2020-02-05|Dialog Semiconductor GmbH|Circuit of high efficient buck-boost switching regulator and control method thereof|
    US8723500B2|2011-03-11|2014-05-13|Intersil Americas Inc.|System and method for preventing controller induced pulse skipping at low duty cycle operations|CA2764611C|2008-06-05|2017-11-21|The Administrators Of The Tulane Educational Fund|Methods and instrumentation for during-synthesis monitoring of polymer functional evolution|
    US9484803B2|2010-12-24|2016-11-01|Semiconductor Components Industries, Llc|Method for regulating an output voltage|
    US9293989B2|2011-04-21|2016-03-22|Green Solution Technology Co., Ltd.|DC to DC buck converting controller with programmable on-time period unit|
    TWI491149B|2013-05-13|2015-07-01|Upi Semiconductor Corp|直流轉直流控制器及其多斜坡信號的操作方法|
    CN103475214A|2013-09-06|2013-12-25|成都芯源系统有限公司|开关变换器及其控制电路和控制方法|
    CN103716965B|2013-12-30|2016-04-27|成都芯源系统有限公司|Led驱动装置及其控制电路和输出电流检测电路|
    US9716432B2|2014-02-27|2017-07-25|Chengdu Monolithic Power Systems Co., Ltd.|Switching converter with constant on-time controller thereof|
    TWI531145B|2014-05-28|2016-04-21|新唐科技股份有限公司|脈寬調變控制單元、電壓調節器及其控制方法|
    CN104065261B|2014-06-26|2017-01-11|成都芯源系统有限公司|开关变换器及其控制电路和控制方法|
    TWI555318B|2015-05-13|2016-10-21|杰力科技股份有限公司|電壓轉換器|
    US9490702B1|2015-06-19|2016-11-08|Maxim Intergrated Products, Inc.|Multi-phase voltage regulator control systems and methods|
    CN105141114B|2015-09-07|2018-01-23|成都芯源系统有限公司|恒定导通时长控制的开关变换器及其控制电路|
    TWI617123B|2016-12-21|2018-03-01|茂達電子股份有限公司|具快速暫態響應的電流式電壓轉換器|
    US10298123B2|2017-06-06|2019-05-21|Infineon Technologies Austria Ag|Power supply control and use of generated ramp signal to control activation|
    US9929653B1|2017-06-19|2018-03-27|Dialog SemiconductorLimited|Multi-level buck converter with multiple control loops and flying capacitor regulation|
    JP6912300B2|2017-07-14|2021-08-04|エイブリック株式会社|スイッチングレギュレータ|
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    DE102017219010B4|2017-10-24|2019-10-31|Dialog SemiconductorLimited|Direktes Laden mit wechselseitiger aktiver Klemmung|
    US10775817B2|2018-03-01|2020-09-15|Infineon Technologies Austria Ag|Reference voltage control in a power supply|
    US10461641B2|2018-03-01|2019-10-29|Infineon Technologies Austria Ag|Reference voltage control in a power supply|
    TWI668950B|2018-04-10|2019-08-11|杰力科技股份有限公司|電壓轉換電路及其控制電路|
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    WO2021035642A1|2019-08-29|2021-03-04|杭州士兰微电子股份有限公司|开关变换器及其控制方法和控制电路|
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    法律状态:
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
    CN201110233799||2011-08-12||
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